Una camiseta polarizada para medición de banda ancha de componentes electrónicos de potencia

May 22, 2023

Nota del editor: el artículo en el que se basa este artículo se presentó originalmente en el Simposio internacional IEEE sobre compatibilidad electromagnética e integridad de señal/potencia (EMC, SI y PI) de 2021, donde recibió el reconocimiento como Mejor artículo del simposio. Se reimprime aquí con el permiso del IEEE. Derechos de autor 2022 IEEE.

En muchas aplicaciones de EMC, es necesario caracterizar los componentes pasivos para proporcionar modelos de simulación y conocimiento físico de los procesos dominantes dentro de estos componentes. Los filtros pasivos constan de inductores y condensadores, algunos de los cuales son dispositivos de 3 o 4 terminales, como las bobinas de modo común. Para señales pequeñas, estos componentes pueden considerarse lineales con respecto al voltaje y la corriente. Sin embargo, en muchas aplicaciones, se deben considerar y caracterizar los efectos no lineales. Esto se puede lograr con un enfoque de señal grande en el dominio del tiempo o mediante linealización alrededor de ciertos puntos de polarización. La caracterización linealizada de dispositivos potencialmente no lineales, como inductores de filtro o condensadores, requiere la excitación simultánea de la señal de evaluación de señal pequeña y la polarización de señal grande, que es corriente para inductores y voltaje para condensadores. El método más utilizado se basa en un analizador de redes vectoriales (VNA) y una red de polarización para aplicar la polarización de señal grande.

Para niveles más altos de corriente o voltaje, se deben usar tes de polarización externa para las mediciones de VNA. En particular, cuando abarcan un amplio rango de frecuencias, en este caso de 9 kHz a 500 mHz, presentan los siguientes desafíos:

Este artículo muestra los detalles del diseño de una T de polarización lineal para un rango de frecuencia de 9 kHz – 500 mHz que puede manejar 10 A continuamente, o 30 A durante 10 minutos y puede polarizarse hasta 500 V. Aunque existen innumerables publicaciones sobre tes de polarización para aplicaciones de alta frecuencia, hay relativamente pocos en el rango de baja frecuencia y aún menos adecuados para altas corrientes y voltajes de CC. En [1] se afirma que “El Bias-T propuesto fue diseñado para los valores objetivo IDCmax = 1 A y UDCmax = 150 V en la frecuencia más baja fmin = 2 mHz y en el ancho de banda mínimo actual de Bmin de 100 mHz” mientras en [2] el rango de frecuencia objetivo alcanza de 300 kHz a 100 mHz con una corriente CC máxima de 3 A. Ambas publicaciones no presentan ninguna consideración sobre el concepto de protección y también apuntan a un menor ancho de banda y corrientes y voltajes CC más pequeños. En [2] se utilizan bobinas con núcleo de hierro, lo que probablemente resulta en la necesidad de realizar varias calibraciones para diferentes valores de corriente CC para tener en cuenta la influencia de los efectos de saturación. Sin embargo, no se proporcionó ninguna información al respecto.

Para frecuencias muy bajas también existen soluciones activas interesantes para las tes de polarización [3], que tampoco se pueden utilizar para frecuencias más altas. Sin embargo, la T de polarización publicada en este artículo está destinada a usarse principalmente para la medición de emisiones electromagnéticas conducidas, para las cuales un límite de frecuencia inferior de 9 kHz es bastante adecuado. Por tanto, se prefiere una solución pasiva.

Aunque algunos de los conceptos descritos con respecto a la construcción de los componentes individuales ya se conocen en la literatura, hasta donde saben los autores, todavía no hay publicaciones sobre tal composición para la construcción de una T diagonal. La ventaja particular de esta forma especial de T de polarización es el posible uso para la caracterización de señales pequeñas de componentes electrónicos de potencia mientras se mantienen altas corrientes y voltajes de polarización de señales grandes. Al medir los parámetros S de varios componentes electrónicos de potencia y medir los cambios debidos a la polarización en un amplio rango de frecuencia, se pueden obtener fácilmente datos valiosos para modelar el comportamiento de estos componentes bajo una gran polarización de señal. Las mediciones de esta configuración muestran buenos resultados con respecto a propiedades importantes de la T, como pérdida de inserción, pérdida de retorno y comportamiento de temperatura.

La Figura 1 muestra cuatro T de polarización común que constan de un condensador de bloque de CC y un inductor de desacoplamiento de RF. En este diseño se mantiene la topología general de una bis-T. El desafío principal es el diseño de los componentes para los valores necesarios de inductancia, capacitancia, voltaje y corriente y su disposición física en una T de polarización de modo que cuatro de esas T de polarización se puedan organizar para formar un sistema de medición de 4 puertos, como se muestra. El esquema de la T diagonal propuesta se muestra en la Figura 2 y se analiza en detalle en las siguientes secciones.

Figura 1: Posible configuración de prueba para medir un estrangulador de modo común

Figura 2: Esquema de la T diagonal propuesta

El condensador en una T de polarización actúa como un bloque de CC, permitiendo que las corrientes de RF pasen en el rango de frecuencia de interés. Las frecuencias mínimas más bajas requieren valores de capacitancia mayores para evitar influir en la ruta de RF. Si se establece 2 Ω como límite de impedancia superior para el condensador, se necesita un valor de 8,8 µF a 9 kHz. Los requisitos de linealidad de hasta 500 V excluyen el uso de condensadores electrolíticos o cerámicos de alto K. Esta restricción aumenta el tamaño de los condensadores de modo que el límite de frecuencia superior se convierte en un desafío. Es necesario utilizar las inductancias parásitas y las capacitancias parásitas de la disposición del condensador para obtener bajas pérdidas de RF en la ruta de RF. Esto se logra mediante una disposición distribuida de los condensadores que se ve en la Figura 3.

Figura 3: Diseño del condensador de bloque de CC con impedancia característica de 50 Ω. El espesor de la capa de cobre no está a escala. Todas las dimensiones están en mm.

Para obtener una impedancia característica constante de 50 Ω a lo largo del arreglo de capacitores, la estructura debe mantener una sección transversal que proporcione 50 Ω, incluidos los efectos parásitos de los capacitores. Para obtener la capacitancia necesaria de aproximadamente 8,8 µF, se han colocado en paralelo un total de 13 condensadores de tamaño 0,68 µF [4]. El condensador tiene un ancho de 6 mm.

En una placa FR-4 de 1,6 mm, una traza de 3 mm de ancho conduce a una impedancia característica de 50 Ω. Para distribuir las capacitancias a lo largo de la línea de transmisión, para permitir así una onda TEM sin perturbaciones, los capacitores se colocan verticalmente, como se muestra en la Figura 3. Para hacer coincidir el ancho de la traza con el ancho de los capacitores, se colocan dos capas de FR-4 de 1,6 mm. Se utilizan creando una línea microstrip de 6 mm de ancho que permite la colocación de los condensadores sin interrumpir la ruta de RF. Dos transiciones cuidadosamente diseñadas guían la señal de RF desde la pista de 3 mm de ancho hasta la pista de 6 mm de ancho. La Figura 4 muestra los resultados de la línea microstrip diseñada utilizando una medición TDR con un ancho de banda de 14 GHz. Se puede observar que el acoplamiento capacitivo de los diodos TVS utilizados para proteger el VNA, como se comenta en la sección “Concepto de protección”, influye en la línea. Esta influencia se puede contrarrestar cambiando el diámetro de la línea microstrip en el punto donde se conectan los diodos.

Figura 4: Medición TDR del capacitor diseñado con y sin diodos TVS como dispositivo de protección

Aunque los condensadores dependen de la tensión debido a su dieléctrico (X7R), esto sólo tiene un efecto negativo en el comportamiento de la T polarizada en el rango de frecuencia más bajo, donde una gran capacitancia juega un papel decisivo. Los condensadores X7R de clase 2 prometen un cambio de capacitancia máximo del 15 % a tensión nominal.

Para el cálculo de los valores de inductancia necesarios se buscó una impedancia mínima de 43 dBΩ (referido a 1 Ω). A la frecuencia mínima de 9 kHz esto da como resultado una inductancia mínima necesaria de aproximadamente 2,5 mH. El ancho de banda necesario y la capacidad de transporte de corriente plantean varios problemas para el diseño del inductor. Las corrientes elevadas requieren cables gruesos que añaden parásitos a las altas frecuencias; no poder usar núcleos debido a los efectos de saturación aumenta el tamaño del inductor, lo que nuevamente es perjudicial para el rendimiento de RF y el uso de inductores de gran valor aumenta la dificultad de la protección contra sobretensión del VNA en caso de que la corriente del DUT se interrumpa repentinamente. Además, las bobinas grandes tienen una mayor resistencia a la CC y, por tanto, una mayor disipación de energía, lo que provoca un aumento de la temperatura en el paquete (consulte la sección "Comportamiento de la temperatura").

Para optimizar el comportamiento a altas frecuencias se utilizó una bobina cónica (L1), mostrada en la Figura 5. Siguiendo el diseño en [5], el inductor cónico se conectó a la línea microstrip de 50 Ω que sostiene el bloque de CC. Las ventajas de un diseño cónico sobre un inductor cilíndrico se pueden ver en la Figura 6. La forma cónica mejora el rendimiento de RF; sin embargo, ofrece menos inductancia en comparación con un inductor cilíndrico que tiene el mismo número de vueltas y longitud. Ambos inductores del gráfico tienen la misma inductancia y no utilizan un núcleo magnético. Hasta la resonancia no se ven diferencias. Sin embargo, después de la primera resonancia, el inductor cónico muestra una serie de resonancias manteniendo en promedio una impedancia más alta en relación con su compañero cilíndrico. La distribución de estas resonancias adicionales depende de los detalles del devanado, del diámetro del hilo y de la distancia entre los hilos. Cuanto mayor es la frecuencia, más importante es el diseño de la punta del inductor cónico y su conexión a la traza de 50 Ω. Según [6], la inductancia del inductor cónico se puede derivar de las inductancias de inductores cilíndricos y espirales relacionados. La inductancia de un inductor en espiral en µH viene dada por la Ecuación 1 donde R es el radio medio del inductor en mm, W es la diferencia de radio en ambos extremos del cono en mm y N es el número de devanados.

Figura 5: Diseño del inductor cónico con dimensiones en milímetros

Figura 6: Comparación de la característica de frecuencia de un inductor cónico y helicoidal

(1)

La inductancia de un inductor cilíndrico (helicoidal) viene dada por la Ecuación 2, donde H es la altura de la bobina en mm y nuevamente R y N son el radio medio y el número de devanados respectivamente.

(2)

Usando LS y LH, la inductancia de un inductor cónico se puede obtener mediante la Ecuación 3 donde α es el ángulo del inductor cónico, siendo 0° para un inductor totalmente plano.

(3)

Para esta bobina se calcula una inductancia de aproximadamente 63 µH con los valores geométricos dados en la Figura 5. Para lograr un valor de inductancia de 2,5 mH, el inductor cónico necesitaría ser más de tres veces más largo, por lo que dos bobinas más de mayor La inductancia (L2 = 0,27 mH y L3 = 2,2 mH) tuvo que conectarse en serie detrás de ella para alcanzar el valor de inductancia deseado. Las bobinas tienen una resistencia CC total de 300 mΩ y, por tanto, disipan 30 W con una corriente CC de 10 A.

El conjunto de bobina forma un sistema complejo de bobinas nominales y capacitancias parásitas entre los devanados, el recinto y entre las bobinas. Esto conduce a multitud de resonancias, como ya se muestra en la Figura 6 para el propio inductor cónico. Estas resonancias tienen un triple efecto negativo sobre el rendimiento del sistema:

Por tanto, es aconsejable introducir pérdidas que amortigüen las resonancias. Esto reducirá la impedancia en resonancias y aumentará la impedancia en antirresonancias. De los varios métodos de amortiguación disponibles, se utilizó material con pérdidas eléctricas colocado cerca del inductor cónico para el inductor de primera etapa, representado por Rdamp en la Figura 2. El material con pérdidas magnéticas plantearía el riesgo de introducir un comportamiento no lineal debido a la gran corriente continua. Colocar una resistencia a través del inductor cónico agregaría capacitancia parásita al punto de conexión en el bloque de CC en la ruta de RF. La desventaja del material con pérdidas eléctricas es su efecto de bloqueo sobre la refrigeración de la bobina.

Para los otros inductores, se han colocado resistencias ajustables en paralelo para permitir un comportamiento de impedancia suave que conduce a una característica de pérdida suave que se muestra en la Figura 8.

Una corriente continua máxima permitida de 10 A almacenará aproximadamente 126,5 mJ de energía en los inductores. Esta energía se divide entre los tres inductores (EL1 = 3 mJ, EL2 = 13,5 mJ, EL3 = 110 mJ).

Sin protección, una interrupción repentina del flujo de corriente a través del DUT, por ejemplo, si se rompe una junta de soldadura, disipará la energía almacenada en el VNA (RIP). Los dispositivos de protección, como los diodos supresores de voltaje transitorio (TVS), son muy adecuados para proteger el VNA. Si se colocan directamente en la ruta de RF, su capacitancia debe mantenerse pequeña para evitar mayores perturbaciones en la ruta de RF. Sin embargo, esos diodos no pueden manejar la energía. El problema se resuelve distribuyendo diodos entre los inductores. Los inductores de alto valor almacenan la mayor parte de la energía, pero su función eléctrica se limita a frecuencias más bajas, por lo que se pueden utilizar TVS con una capacitancia mayor, de aproximadamente 100 pF [7]. No se colocan TVS a través del inductor cónico, sino que se colocan TVS de 2,5 pF en la ruta de RF [8].

Un segundo problema de protección surge de los 1,1 J almacenados en los condensadores de bloque de CC. Si el DUT se cortocircuita repentinamente a GND, los 8,8 µF cargados a 500 V se descargarían en el VNA (RIP). Los diodos de baja capacitancia colocados para proteger contra la energía en el inductor cónico no pueden manejar la energía. Se necesita una protección de segundo nivel. Esto se logra colocando dispositivos de retroceso basados ​​en polímeros desde la ruta de RF a GND [9]. Estos dispositivos ofrecen una capacitancia muy baja < 0,05 pF y un encendido rápido de 0,1 ns. Después de una rotura interna dentro del componente, se sujetan a aproximadamente 25 V CC. La cantidad de energía en el condensador de bloque de CC puede destruirlos a ellos y a los dispositivos TVS, pero protegen al VNA en caso de un cortocircuito.

Un problema adicional para este circuito es el bloque de CC interno del VNA. Dado que tiene una capacitancia pequeña en comparación con el bloque de CC de la T de polarización, se crea un divisor de voltaje capacitivo, lo que significa que con voltajes de CC altos, siempre habría un voltaje presente en la entrada del VNA y podría destruirlo. Por lo tanto, se conectan dos resistencias paralelas de 10 kΩ entre el bloque de CC interno y externo contra tierra. Estos disipan una corriente continua que cambia lentamente hasta que el condensador grande del bloque de CC externo está lleno y el bloque de CC interno ya no se puede cargar.

Después de las mediciones iniciales, que se analizan en la siguiente sección, se insertó un capacitor adicional con 1,5 nF y una resistencia de 910 Ω entre L1 y L2, como se muestra en la Figura 2, para aplanar aún más la curva de pérdida de inserción. Además, se añadió un condensador adicional de 2200 µF al puerto de CC para garantizar una impedancia a tierra bien definida que sea independiente de la impedancia de la fuente de CC. La Figura 7 muestra la T diagonal completa con todos los componentes. Estos se instalaron en una carcasa de fundición inyectada de aluminio, que por un lado reduce la susceptibilidad a interferencias y, por otro, garantiza la estabilidad de la temperatura.

Figura 7: Imagen de la T diagonal en carcasa de aluminio

La verificación cubre la respuesta de frecuencia lineal, el comportamiento de la temperatura y la verificación de linealidad en corrientes y voltajes altos.

Para verificar el comportamiento lineal, se midieron los parámetros S de dos tes diagonales construidas idénticamente. Debido a la impedancia bien definida debido al gran condensador en el puerto de CC, el puerto 3 se puede dejar abierto durante la calibración. En la Figura 8 se muestra una medición de la pérdida de inserción de las dos T de polarización, que muestra resultados muy satisfactorios desde 9 kHz hasta una frecuencia de aproximadamente 500 mHz con una pérdida de inserción de menos de 1 dB y una planitud de inserción de aproximadamente 0,5 dB. Por encima de 500 mHz, la pérdida de inserción aumenta a 2 dB a 1 GHz, en gran parte debido a las características de alta frecuencia del inductor cónico. Las mediciones utilizando bobinas cónicas con alambre más delgado mostraron mejores propiedades aquí, pero no pueden pasar la corriente continua. También se puede ver en la medición de la pérdida de retorno en la Figura 9, que aunque las dos T diagonales que se muestran están construidas de manera idéntica, su pérdida de retorno difiere bastante significativamente. Este es el efecto de ajustes de potenciómetro y bobinas ligeramente diferentes. En general, se podría crear un conjunto de parámetros S para cada T diagonal y usarlo para desincrustar. Aunque este procedimiento daría como resultado un mejor rendimiento de la medición, se necesitarían los perfiles de desintegración para cada T individual y nunca se deben intercambiar las T diagonales para cada medición. En su lugar, se utilizó un kit de calibración de fabricación propia con parámetros de desincrustación medidos previamente. Para la calibración se utilizaron dos tes de polarización y el kit de calibración de fabricación propia (TOSM), que funciona independientemente de la disposición de las tes de polarización. Para la medición final, que se muestra en la Figura 1, se debe realizar una calibración de cuatro puertos. En general, todos los métodos de calibración pueden encontrarse con las mismas limitaciones, que son pequeñas no linealidades restantes o cambios mecánicos debido al calor o la inestabilidad mecánica.

Figura 8: Pérdida de inserción de dos T diagonales construidas idénticamente

Figura 9: Pérdida de retorno de dos tees de polarización idénticas

La resistencia CC de las bobinas (RL1 = 0,1 Ω, RL2 = 0,04 Ω, RL3 = 0,16 Ω) provoca un calentamiento interno con corrientes elevadas. Durante una prueba inicial se llevó a cabo una prueba de tensión de la T diagonal. La T de polarización se cargó con una corriente CC de 10 A durante 30 minutos, lo que provocó que la temperatura en la punta del inductor cónico aumentara a 60 °C. No se aplicó enfriamiento forzado. No se detectó ningún calentamiento significativo en ninguna otra parte del recinto.

La tensión máxima a la entrada del VNA en caso de fallo está especificada por el fabricante en 30 V. El circuito de protección, descrito en el cap. II-D se probó conectando dos tes de polarización en serie y un fusible con una corriente nominal de 10 A que debería simular una interrupción repentina del flujo de corriente. Se aplicó una corriente CC de 25 A a la configuración de prueba con una carga ficticia de 50 Ω y un pequeño condensador como bloque de CC en lugar del VNA. El voltaje resultante en el VNA ficticio no superó el voltaje máximo permitido de 30 V y la energía resultante de aproximadamente 125 µJ no representa ningún peligro para la entrada del VNA.

La Figura 10 muestra una medición S12 de dos T de polarización conectadas en serie con diferentes corrientes de polarización de CC. Se puede observar que la corriente de polarización de CC prácticamente no provoca ninguna diferencia en el comportamiento de las tees hasta 25 A.

Figura 10: Pérdida de inserción de dos T diagonales en serie

La Figura 11 muestra una medición de prueba de un inductor [10] con diferentes corrientes de polarización de CC entre 0 A y 13 A. Los efectos de saturación debidos a la corriente de polarización de CC se pueden observar en el rango de frecuencia inferior mediante un desplazamiento hacia la derecha. A frecuencias más altas no hay muchos cambios debido a la corriente de polarización, ya que la permeabilidad del material se ha reducido a un nivel en el que el flujo no puede alcanzar niveles de saturación.

Figura 11: Medición de un inductor con diferentes corrientes de polarización de CC.

Este artículo muestra una forma de construir una T polarizada para aplicaciones de electrónica de potencia. Especialmente si se deben investigar los efectos de saturación de bobinas o elementos filtrantes más grandes en un rango de baja frecuencia, esta T de polarización ofrece la posibilidad de abordar este problema con la ayuda del análisis de redes vectoriales. Esto permite medir un dispositivo bajo prueba en magnitud y fase para obtener conclusiones detalladas sobre su comportamiento de frecuencia. Los datos se pueden utilizar luego para optimizar circuitos de filtrado en situaciones de aplicación reales o para generar modelos de estos filtros dependientes de la carga. La T de polarización presentada muestra una buena respuesta de frecuencia en un amplio rango de frecuencia y puede cargarse con altas corrientes y voltajes de CC. Las mediciones muestran que el comportamiento de la T de polarización no se ve influenciado por las corrientes de polarización de CC. Cuando estas corrientes de polarización se interrumpen abruptamente, el circuito de protección presentado sirve para proteger el equipo de medición.

Se agradece el apoyo financiero del Ministerio Federal de Asuntos Digitales y Económicos de Austria, la Fundación Nacional para la Investigación, la Tecnología y el Desarrollo y la Asociación de Investigación Christian Doppler.

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